Amateurfunk Forum - Archiv

Hallo zusammen,

ich bastle gerade an meiner 100W PA für den KX3. Ich benutze hierfür ein Endstufenmodul aus einem IC-751A nebst dazugehöriger Tiefpassfilter-Platine.

Den Vortreiber 2SC1971 und den Gegentakttreiber aus 2x 2SC3133 habe ich bereits entfernt. Der Eingangsübertrager zu den beiden 2SC2904 Endstufentransistoren ist im Verhältnis 2:1 gewickelt mit Mittelanzapfung auf der Primärseite. Es wird also die Impedanz im Verhältnis 4:1 herunter transformiert.

Ich möchte nun gern die Eingangsimpedanz dieser Gegentakt-Stufe mit 2SC2904, die im Kollektorkreis natürlich den Ausgangsübertrager (1:4, also 1:16 Impedanzverhältnis) hat, bestimmen, damit ich korrekt auf 50 Ohm anpassen kann. Denn es gilt: Leistungsanpassung ist Ra = Ri.

Vom Ausgangsverhältnis aus gerechnet, müsste die Ausgangsimpedanz der Stufe um die 3 Ohm herum liegen. Demzufolge wird der Eingangsimpedanz vermutlich auch recht niederohmig sein. - Jedenfalls gefühlt wird eine Anpassung 4:1 nicht reichen, um Leistungsanpassung herzustellen.

Gefühlt würde ich 4 Windungen (ca. 3 Ohm Ri) oder 5 Windungen (ca. 2 Ohm Ri) ansetzen und das Verhältnis entsprechend 16:1 bzw. 25:1 auszulegen.

Schöner wäre es, wenn ich jedoch die Eingangsimpedanz direkt bestimmen könnte, damit ich mir die Windungen berechnen kann.

Wer kann helfen?

vy 73!

Sven

Ich denke ich bin schon auf der richtigen Spur: Der Eingangswiderstand einer Emitterstufe errechnet sich aus Ri = V * Re + Rbe

Da wir keinen Emitterwiderstand Re haben, ist der erste Term schon einmal null. Das heißt, dass der Eingangswiderstand maßgeblich durch den Rbe (Arbeitspunkteinstellung) bestimmt wird. Der Ruhestrom im Arbeitspunkt wird für beide Transistoren zusammen auf 600 mA eingestellt. Das heißt für einen einzelnen Transistor: 13,8 V / 0,3 A = Rbe = 46 Ohm.

Nun kommt noch der Basisspannungsteiler dazu (10 Ohm und 3,3 Ohm). Also: R = (R1 * R2) / (R1 + R2) entspricht (10 Ohm * 3,3 Ohm) / (10 Ohm + 3,3 Ohm) = 33 Ohm / 13,3 Ohm = 2,4812 Ohm

Nun liegen Basisspannungsteiler und Rbe des Transistors parallel, also müssen wir erneut rechnen: (46 * 2,4812) / (46 + 2,4812) = 2,3542 Ohm

Da wir nun zwei solcher Transistorstufen parallel geschaltet haben (Gegentakt), würde sich der Eingangswiderstand theoretisch halbieren, also: 2,3542 Ohm / 2 = 1,177 Ohm

Das ist also eine ziemlich niedrige Eingangsimpedanz, von daher müsste ich mit einem Wicklungsverhältnis 5:1, was einer Impedanztransformation von 25:1 entspricht ziemlich richtig liegen, denn 25:1 ergibt bei 50 Ohm genau 2 Ohm am Ausgang des Übertragers.

Habe ich mir das soweit richtig durchdacht?

vy 73!

Sven

Hi Sven,

ich denke, auf diese Art der Berechnung kommt man nicht weiter. Damit lassen sich lineare Widerstände aber keine dynamischen und schon gar keine frequenzabhängigen berechnen.

Die Gegentaktendstufe wird aufgrund dessen, dass die Vorspannungserzeugung (die über L13 und L14 die Basen vorspannt) wie ich vermute die Transistoren im AB-Betrieb hält, zum Teil auch im nicht-linearen Teil der Kennlinie betrieben. Der Eingangswiderstand einer solchen Transistorstufe ist dynamisch und kann daher nicht mehr als linearer Widerstand aufgefasst werden.

Hinzu kommt, dass die ganzen Netzwerkkomponenten rechts von dem roten Kasten ebenfalls die Impedanz beeinflussen. Und zwar zum Teil in Abhängigkeit von der Frequenz. C7 (470pF) z. B. ist eine kapazitive Komponente, die ihre Reaktanz mit der Frequenz verändert. Auch die beiden symmetrisch angeordneten Netzwerke in den Leitungen zur Basis (R10, R11, C8, L5 und L6 und ihre Pendants auf der Gegenseite) ändern ihren kapazitiven bzw. induktiven Widerstand mit der Frequenz.

Nicht frequenzabhängig aber ebenfalls impedanzerheblich sind sich die Gegenkopplungen R16 und R17 nebst der nun wieder frequenzabhängigen induktiven Komponente auf dem Ausgangübertrager, die zur Neutralisation der Stufe verwendet werden um die Schwingneigung zu begrenzen.

Als Richtwert für das Wickelverhältnis des Eingangsübertragers kannst Du Dir mal eine ähnliche Schaltung ansehen, die ich mit den Übertragern aus der Endstufe eines defekten Atlas 215 gebaut habe:

https://radiotransmitter.wordpress.com/ ... -rf-bands/

Der Eingangsübertrager mit dem blauen Draht hat 3 Windungen primär und eine Windung sekundär, die aus 2 durch den Kern geführten Messinghülsen besteht, die an einem Ende verlötet sind. Durch diese Hülsen werden die Windungen der Primärspule geführt. Es ergibt sich folglich ein Impedanzverhältnis von 9:1. Ich hatte beim Testen diese Verhältnis versuchsweise verändert, bin aber bei der Originalkonfiguration aus dem Atlas-TRX geblieben. Die Endstufe macht aus 4 Watt SSB Input ungefähr 60 bis 80 Watt Ausgangsleistung. Das SWR-Verhältnis auf der Eingangsseite ist unter 1:1,5 also sollte die Impedanz einigermaßen passen.

Ich würde das optimale Windungsverhältnis also eher ausgehend von einem Startwert experimentell bestimmen als durch Rechnung.

vy 73 de Peter

Hallo Peter,

vielen Dank für die ausführliche Erklärung und für das "an die Hand nehmen"! - Ich besitze zwar auch Dein QRP-Baubuch, aber über die impedanzrichtige Kopplung einzelner Verstärkerstufen hält es sich recht kurz. Sicherlich ein Fakt, welcher der Komplexität des Themas geschuldet ist...

Der rot eingerahmte Breitband-Trafo war original primär mit 2 Windungen inkl. Mittelanzapfung bewickelt. Sekundär hat er eine Windung, welche wie von Dir erwähnt mit Röhrchen aufgebaut ist.

Die Gegentaktstufe vor diesem besagten Übertrager waren 2 Stück 2SC3133. Nun hat so eine Stufe ja auch nicht gerade eine hohe Ausgangsimpedanz, da man üblicherweise noch auf 50 Ohm herauf transformieren muss. Gehen wir mal von vielleicht 5 Ohm aus, dann könnte das mit der originalen Bewicklung hinkommen...

Dass meine Betrachtungen statischer Natur waren, ist mir völlig klar, da ja auch mit zunehmender Aussteuerung sich die Verhältnisse verändern wie auch eine Frequenzabhängigkeit vorhanden ist.

Ich werde es die Tage einfach mit den 5 Windungen probieren und ggf. abwickeln. Dranstückeln geht da leider nicht so gut...hi Das Koax ist noch nicht angelötet, aber ich habe mir dafür extra die Pads freigeräumt und die Stufen davor entfernt. So kann ich die Transistoren in anderen Selbstbauprojekten benutzen und sie verbrauchen hier nicht unnütz Strom.

Anbei ein Bild von meinen bisherigen Bemühungen.

73!

Sven

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ich bastle gerade an meiner 100W PA für den KX3. Ich benutze hierfür ein Endstufenmodul aus einem IC-751A nebst dazugehöriger Tiefpassfilter-Platine.

Den Vortreiber 2SC1971 und den Gegentakttreiber aus 2x 2SC3133 habe ich bereits entfernt. [/quote]

Das würde ich rückgängig machen und stattdessen ein Dämpfungsglied verwenden, damit sieht der KX3 immer eine gute Anpassung und die Endstufe arbeitet total stabil

Wie viel soll ich da wegdämpfen? 20 oder 30db?

Der Aufwand für ein Dämpfungsglied, welches 10 W aushält ist viel zu groß. Außerdem versauen die vielen Stufen den Intermodulationsabstand gewaltig. - Daher ist das keine Option für mich.

73!

Sven

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Der Aufwand für ein Dämpfungsglied, welches 10 W aushält ist viel zu groß. Außerdem versauen die vielen Stufen den Intermodulationsabstand gewaltig. - Daher ist das keine Option für mich.
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Sehe ich ähnlich. Es macht m. E. wenig Sinn, erst aufwändig Leistung aufzubauen und die dann in thermische Energie umzuwandeln. Das ist neben den von Dir genannten signaltechnischen Gründen auch nicht gerade wirtschaftlich. Außerdem enthält die Stufe laut Deinem Schaltplan bereits mehrere Dämpfungsglieder, z. B. den R49 mit 15 Ohm. R14 und R15 bedämpfen ebenfalls das Eingangssignal und setzen die Schwingneigung nochmals herab.

vy 73 de Peter

Hallo zusammen,

so, dann möchte ich mal meine zwischenzeitlichen Bemühungen hier weiter dokumentieren:

Ich habe eine Frontplatte mit dem Frontplatten-Designer von Schäffer AG erstellt. Inkl. allen Ausfräsungen, Gravuren, Farbe auslegen, rückwärtige Schraubbolzen kostet diese ca. 80 EUR. Ein Preis, für den mir die Zeit zu schade ist mich hinzustellen und selbst eine Frontplatte zu feilen, die definitiv nicht so super aussieht.

Anbei eine Zeichnung vom Entwurf..

vy 73!

Sven

Kommen wir nun langsam zur Schaltung...

Auf der nachfolgenden Zeichnung erkennt man das Herzstück der Controllerplatine: Ein Controller vom Typ ATmega328P, welcher durch weitere Peripherie ergänzt wird, insbesondere da der Controller für das Projekt ein paar I/O-Leitungen zu wenig hat. Die Peripherie wurde also über den SPI-Bus (MISO/MOSI/SCK/SS) und I²C-Bus (SDA/SCL) ausgelagert.

Da ich alle freien ADC-Eingänge für Messungen benötige und diese eine hohe Genauigkeit aufweisen sollten und ich die 10 Bit Auflösung durch Oversampling voll ausreizen will, benötige ich eine sehr genaue Referenzspannung. Die LT6656 ist eine solche, mit 0,05 ppm/°C und ist eigentlich Overkill für den relativ einfach ADC des Controllers. Mit einer solchen Referenzspannung sind Messungen mit Auflösungen um 16 oder 18 Bit ohne weiteres möglich.

Da ich zwei serielle Schnittstellen (UART) benötige (1x CAT, 1x Firmware-Update / Steuerung PA), befindet sich noch ein MAX3110 am SPI-Bus, der eine vollständige UART inkl. FIFO-Speichern und Pegelwandler beinhaltet. Sogar die für die Ladungspumpen notwendigen C's sind in dem Chip integriert. Die entsprechenden Anschlüsse bleiben also offen. Da das IC 2x Transmitter und 2x Receiver für RS-232 beinhaltet und ich kein Hardware-Handshaking benötige, wird der 2. Transceiver einfach für die UART des Controllers "recycelt".

Zusätzlich finden wir noch einen Piezo-Summer auf der Platine, um akustische Warnungen auszugeben.

Da der Controller natürlich ein paar Inputs / Outputs benötigt, kommen wir zum nächsten Teil der Schaltung:

Über I²C-Portexpander PCF8574 kann man zusätzliche Inputs und Outputs dem Controller zur Verfügung stellen und spart so I/O-Pins ein. Ich nutze zwei dieser Schaltkreise, wobei einer nur für die Eingabetaster und -schalter vorgesehen ist und der zweite die beiden Bicolor-LEDs für Fault und RX/TX ansteuert. Leider ist dieses IC etwas...naja...komisch in der Handhabung, denn es kann nur einige wenige µA Sourcen, dafür aber bis 35 mA je Port sinken. Das IC hat im Ausgang einen sogenannten Weak Pull-Up, der ein Treiben nachfolgender CMOS-Stufen zwar zulässt, aber bei High-Pegel kaum Strom entnommen werden kann. Dies macht es notwendig für die beiden Bicolor-LEDs mit gemeinsamer Kathode 4 Schalttransistoren einzusetzen. Wären die LEDs mit gemeinsamer Anode, so könnte man diese gegen Vcc schalten und die Ausgänge des PCF könnten direkt den Strom sinken...habe aber leider keine solchen, Transistoren dafür schon!

Da I²C-Bus nicht sehr aufwändig ist und ein sehr großes Display (40x2 Zeichen HD44780-kompatibel) zur Verfügung steht, habe ich der Steuerung auch noch einen Realtime-Clock-Chip spendiert. Dieser hat außerdem noch ein 56 Byte großes batteriegepuffertes SRAM, welches beliebig oft beschrieben werden kann.

Die Taster werden über den Interrupt-Pin des PCF an die MCU zurückgemeldet, welche dann den PCF ausliest. Durch zyklisches Lesen in geringen Abständen (5-10 ms) erhält man auch praktischerweise gleich eine Tastenentprellung, wenn man es richtig macht. Nichts nervt mehr an einem Gerät, wenn Drehgeber oder Taster prellen und eine Bedienung somit fast unmöglich wird.

Kommen wir nun zum nächsten Teil: Der Ansteuerung aller Relais für die Tiefpassfilter-Platine, die RX/TX-Umschaltung, das Vorschalten des Dämpfungsgliedes usw..

Dieser Schaltungsteil ist recht unspektakulär, jedoch liegt der Teufel im Detail: Die beiden seriell verschalteten Schieberegister HC595 bekommen ihre Daten über den SPI-Bus. Sind die korrekten Daten am Bus ausgegeben worden, generiert der Controller ein High-Signal auf der Leitung OUTP_LA, welches die Daten in die Ausgangsregister übernimmt.

Die nachfolgenden Source-Treiber A2982 von Allegro beinhalten Darlington-PNP-Stufen inkl. Schutzdioden für die Ansteuerung von Relais. Der Summenstrom darf 500 mA jedoch nicht überschreiten, was bei den Tiefpassfilter-Relais mit 4 Relais (2 gleichzeitig geschaltete Tiefpässe) bereits überschritten wird. Es muss Sorge dafür getragen werden, dass immer nur ein Tiefpass zu einer bestimmten Zeit eingeschaltet wird, um das IC nicht zu überlasten. Dies gilt auch für die Reset-Bedingung und wenn die Outputs der HC595 im Tri-State-Modus sind. Für den eigensicheren Betrieb brauchen wir noch die beiden Widerstandsnetzwerke, welche als Pull-Down für jede Leitung dienen.

Hallo Sven

Nur ganz kurz: die beiden MCP23017 (16 in/out) und MCP23008 (8 in/out) haben push/pull Ausgangsstufen; die gibts neben den zuvor zitierten (i2c) auch als SPI-Ausführung (MCP23S17/MCP23S08); die PCF8574 kommen auch mit den i2c-LCD-Backpacks daher; hab damals auch etwas geübt, bis ich eine saubere Ansteuerung der LCDs hatte - es geht - aber die beiden Modelle von Microchip sind komfortabler in der Handhabung.

Weiter geht es mit dem Analog-Eingangsteil:

Der Strom der PA wird über einen 0,01 Ohm Shunt in der High-Side (Plus-Leitung) gemessen, weswegen wir einen sogenannten High-Side-Current-Monitor-IC LT6106 einsetzen. Die Beschaltung ist für 25 A ausgelegt. 25 A Stromfluss in die PA erzeugen 5 V Ausgangsspannung an ADC_CURR.

Die Betriebsspannung des Netzteils wird durch einen 3-fach Spannungsteiler mit 1%-Widerständen mit neutralem Temperaturkoeffizienten realisiert. Ein nachfolgender Tiefpass filtert das Signal und begrenzt den Strom durch die Schutzdioden. Die identische Schaltung ist auch für den Input externer Bandspannungen von einem Transceiver (Icom / Yaesu) realisiert. Hier wird mittels einer sehr schnellen TVS-Diode gegen Überspannung / ESD ein gewisser Schutz gewährleistet.

Die beiden Temperatursensoren LM35DT im TO-220-Gehäuse für PA und Netzteil werden durch jeweils einen OPV LTC2050 um den Faktor 5 verstärkt. Der Messbereich 0 °C bis 100 °C wird auf 0-5 V skaliert. Damit ist eine Auflösung von 0,1 °C realisierbar.

Leider habe ich einen ADC-Input zu wenig, weshalb ich über ein Relais zwischen der Temperatur des Netzteils und der externen Bandspannung umschalten muss. Bei Betrieb mit einem Transceiver, der seine Banddaten per CAT ausgibt (wie mein KX3), kann dieses Relais dauerhaft in Ruhestellung bleiben. Bei Auswertung externer Bandspannungen muss man auf die Temperaturanzeige des Netzteils verzichten, was aber nicht weiter wild ist, da dieses sowieso eine Übertemperaturabschaltung besitzt.

Alle ADC-Werte werden per Software kalibriert.

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Nur ganz kurz: die beiden MCP23017 (16 in/out) und MCP23008 (8 in/out) haben push/pull Ausgangsstufen; die gibts neben den zuvor zitierten (i2c) auch als SPI-Ausführung (MCP23S17/MCP23S08); die PCF8574 kommen auch mit den i2c-LCD-Backpacks daher; hab damals auch etwas geübt, bis ich eine saubere Ansteuerung der LCDs hatte - es geht - aber die beiden Modelle von Microchip sind komfortabler in der Handhabung.[/quote]

Hallo!

Danke für den Hinweis! - Ich kenne die MCP23XXX und habe mich aber für den PCF entschieden, weil ich davon noch eine ganze Stange habe und er so schön billig ist. Ich könnte aber auch einfach andere LEDs nehmen und die 4 Transistoren wegsparen, aber diese LEDs in guter Qualität von Kingbright sind deutlich teurer als das "Hühnerfutter".

Der PCF hat überdies den Vorteil durch seine "Zwangs-Pull-Ups" sehr gut für Tastereingänge ohne weitere Außenbeschaltung geeignet zu sein. Und Platinenfläche ist bei der Größe der Frontplatte und Bestückung in 0805 so ziemlich egal.

Mein Display hängt auch an einem solchen PCF. Dann wird ziemlich was los sein auf dem Bus, aber das klappt schon.

vy 73!

Sven

So, es fehlen noch ein paar Details zur Spannungsversorgung, aber im großen und ganzen ist dies die Controller-Platine, welche an der Frontplatte befestigt wird.

Ich hoffe, dass ich es schaffe die Platine zwischen den Festen zu layouten, um sie dann gleich im neuen Jahr bestellen zu können. - Daher ist die Diskussion um die Schaltung erst einmal eröffnet, denn ich erhoffe mir einiges an Kritik... HB9EVI hat ja schon den Anfang gemacht...hi!

vy 73!

Sven